系统电源中保持开关稳定的临界模式控制器的设计
以上确定了FLYBACK拓扑结构转换器临界模式对应的关键参数值，也可以确定出，在保证电源稳定和可靠的前提下，DCM模式和CCM模式对应的极点和零点也能够确定出来。表1给出了不同操作模式下极点和零点的位置及对应的FLYBACK电压增益。
表1中FSW为开关频率，VSAW对应PWM控制信号锯齿波的幅度，LP为初级线圈电感。
根据表1，采用功率分析软件POWER 4-5-6进行模拟[5]，对于100kHz频率、电压模式PWM控制器进行模拟分析，所得结果如图3所示，其中图3(a)所示为DCM模式下的高频极点，图3(b)所示为CCM模式下的高频极点模拟结果。
从图3可以看出，DCM模式下，需要双极点单零点的补偿网络，而CCM模式则需要双极点双零点的补偿网络，当在DCM模式下的极点和零点固定的情况下，CCM的二级极点将会对应于控制信号的占空比而发生变化。
控制器的SPICE模拟
在用SPICE模拟器进行模拟的时候，这种电源系统对应有两个SPICE模型[5]，一个是平均模型，另一个是开关模型。平均模型使用的是SSA技术，其中没有开关元器件的考虑，所以模拟起来速度快，可以进行交流和瞬态分析。而开关模型中，则更多考虑所用的PWM控制器和其中的开关管MOSFET的特性，能够针对小信号或大信号瞬态扫描进行分析。两种模型各有特点，平均模型仿真速度快，但对电路漏电流和寄生效应等的模拟则无法进行；而开关模型则运行时间较长，但考虑了其中的寄生参数，能够保证对研究的电路进行深入的分析[6]。
(a) CCM模式下的模拟结果；
(b)DCM模式下的模拟结果
图3 对应图2电路的模拟结果
本一体电感器文中，所对应开关模型的网表如下所示：
表2
该网表所对应电路如图4所示。
图4 开关模型分析的网表所对应的电路示意图
图5 所设计的带有临界模式控制器的开关电源示意图
在进行AC模拟的时候，需要暂时反馈开路，将误差放大器隔离开，通过补偿网络的调整，使要求得到满足。最快的方法是如图4中所示，由L2和C7组成的LC网络插入进电路中，达到隔离反馈的目的。电感元件能够维持直流误差的大小，从而使输出维持在所需要的值上，同时将AC误差隔离阻断。电容元件能够产生一个AC信号，从而允许正常的AC扫描。在正常的交流扫描时，使L2=1kH，C7=1kF；而当进行瞬态分析的时候，则L2=1nH，C7=1pF；以上这种办法能够保证自动直流占空比调整，保证当占空比改变的时候，能够快速调整输出参数，而不会对其它信号产生影响。
结论
按照前面的讨论，如果将SMPS置于非连续模式，对于涉及补偿网络是相对容易的，而且将电路置于非连续大功率电感模式能够保证稳定和可靠的电路工作状态。那么如何保证电路在DCM状态，而且与输出无关呢？有两种办法：一是计算LP；二是通过频率的不断调整使电路维持在DCM状态。按照上述方法设计的临界状态控制器能够保证电源电路当初级电路降为零的时候立刻开启，在这种情况下，就不用考虑不同负载情况下的不同设计方法了，只需要保证所设计的控制器能一直控制SMP电感磁珠S在D电感厂家CM模式下工作即可，而且在很宽的负载范围内都能够稳定可靠工作。
另外在设计调整器的时候，还需要考虑特殊情况，例如空载。在这种情况下，按原先设定的控制方案，电路开关频率将被调制的非常高，导致了不扁平型电感必要的开关损耗以及电磁兼容等问题，而且电源在系统工作时，空载情况会非常多见，所以需要在电路设计中解决这一问题，在电路中加了频率钳制器，使频率可调范围的上限在合理范围内。
带有临界模式控制器功能的开关电源能够实现400W的AC/DC适配器的调节。其中，漏电部分的控制通过R5和C5(见图5)进行控制，同时还可以对上升电压进行平滑作用，减小了辐射噪声的产生，原来的电路设计中，总是用可控硅和齐纳管来替代，它们对噪声的控制是没有作用的。平面变压器厂家 | 平面电感厂家
起直流稳压(流)电子负载核心作用的功率 MOSFET设计人员都用直流电子负载来测试电源，如太阳能阵列或电池，但商用直流电子负载很昂贵。你只要将功率 MOSFET在其线性区内使用，就可制作出自己的直流电子负载(图 1)。该负载采用两个简单的反馈回路。MO
关于驱动芯片ucc21520的脉冲封锁及欠压问题求助关于驱动芯片ucc21520的脉冲封锁及欠压问题求助！！各位大侠请留步，帮忙给点儿意见
我所做的是双向DC-DC全桥，即双向DAB（dualactivebridge）。
采用移相控制，即控制前后两个桥之间的脉
锂离子电池充电器LTC4062及其应用近年来，手机、数码相机、MP3等便携式产品向体积小、厚度薄、重量轻方向发展，新产品推陈出新，产量也猛增。这些新产品中无不采用锂离子(或聚合物)电池，因为它能满足小、薄、轻的要求，并且容量大，能延长两次