DC 偏置电源对运算放大器性能参数的影响
因此，在启动时两个电压大小不同而极性也不相反是有可能的。另外，LDO 上电并提供稳态的 DC 输出以后，它们仍然有可能大小不等，因为每个 LDO 都具有其自己的输出电压精度，而且反馈电阻会因其容差而稍微不同。
除上电期间的锁闭问题以外，如果每个电源的最终工作 DC 电压随时间而变化，则电源会对系统性能产生影响。电源输出会因线电压、负载电流变化和温度变化而不同。电源输出会在其精度规范内有所不同，其一般为额定输出电压的 3% 到 5%。
尽管这些电源电压的变化很小，但却会改变运算放大器的输入共模电压点，其通常被建模为运算放大器输入的额外补偿电压。因为运算放大器有高 PSRR，因此建模补偿电压等于输入共模电压变化值色环电感器除以运算放大器的 PSRR。方程式 2可用于计算电源变化引起的运算放大器输入的补偿电压。 
方程式 2 所示 PSRR 以分贝表示，其可在大多数运算放大器产品说明书中找到。方程式 2 给出了以运算放大器输入为参考的补偿电压。用方程式 2 所得结果乘以运算放大器增益，运算放大器输出可参考补偿电压。
由于运算放大器的 PSRR 进一步降低了电源的微小变化，因此您可能会错误地得出如下结论：电源电压的微小变化在系统中影响极小或者没有影响。作为一个定量举例，我们可对一个全差动运算放大器进行分析，其将信号缓冲至一个 24位 ADC。
图 3 显示的是一个使用全差动运算放大器的简化示意图，例如：OPA1632，其配置为一个为 24 位 ADC（例如： ADS1271）提供信号的单位增益缓冲器。该电路是 ADC 评估电路板的简化示意图。运算放大器由 LDO 供电，其线压、负载和温度精度为 3%。LDO 的输出电压针对 ±15V 标称值进行配置。
图 3 计算补偿误差影响的示例电路
如果每个 LDO 的输出电压均恰好各是 +15V 和 –15V，则共模输入电压刚好为 0V。就本例而言，如果零伏在其输入上，则我们自 ADC 读取零计数。那么，电源大小相等而在运算放大器输入上没有信号的情况下，您会从 ADC 读取零计数。
然而，假设正电压 LDO 输出增加 3%，仍然没有超出 LDO 规范。使用 15V 输出时，这 电感器生产厂家3% 的变化等同于电源电压从 450mV 上升到 15.45V。差模电感根据数据表，运算放大器的典型 PSRR 为 97dB。
方程式 2 现在可用于计算运算放大器输入的失调电压。在运算放大器输入有一个额外的 3.178μV 失调电压。由于运算放大器被配置为一个单位增益缓冲器，因此该 3.178μV 也存在于输出，并施加于ADC。ADC 的满量程输入范围为 ±2.5V，因此每个 ADC 位相当于 298nV。
使用电源产生的补偿电压，ADC 现在读取 11 个计数，而非零计数。电源在读取 ADC 计数中引入了一个 DC 补偿误差。该误差会因 LDO 输出电压而不同，而 LDO 输出电压又随时间、温度、负载电流和输入电压而变化。这便使得这种误差难以通过校准去除掉，也让 ADC 的低四位变得不确定。
提高 LDO 追踪和精度（或者漂移）性能的一种简单方法是将图 2 所示电路修改为图 4 所示电路。附加放大器 U1 和四个电阻需要针对 2 增益进行配置。额定值条件下，R3 和 R4 之间的节点应为零伏。因此，R1 的值必须等于 R2，而 R3 的值必须等于 R4。
图 4 添加追踪的电路。
图 2 中，每个 LDO 的反馈网络都连接至接地。图 4 中，反馈电阻连接至接地，且由 U1 的输出驱动。现在，如果任何电源改变其输出电压，则差异出现在 U1 的非反相输入上，并被增益至原来的 2 倍。由于 U1 的输出同时驱动两个 LDO 反馈网络，因此同时对两个 LDO 实施校正以强制其输出大小相等。
必须注意图 4 所示电路。U1 的输出可驱动至接近或者等于为 U1 供电电源轨的电压。如果使用输入源的 ±18V 为 U1 供电，则输出可驱动至高达 18V 的电压。该 18V 输出应用于 LDO 的反馈引脚，其可能超出其绝对最大电压额定值。我们可以添加钳位二绕行电感极管，在 LDO 的高动态负载环境下、短路条件下或者上电期间保护 LDO 反馈引脚。 平面变压器厂家 | 平面电感厂家
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过热了吧？
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