基于三半桥拓扑的双向DC/DC变换器软开关条件研究
⑿ 模态12(t11～t12)
t11时刻S2关断，Cr1、Cr2与变压器Tr漏感谐振，Cr2充电，其电压不断升高，Cr1放电，其电压不断降低，电压变化率主要与t11时刻原边电流值ir12(t11)有关。t12时刻
Ｖcr1由0开始变负时，D1开始因正偏而导通。
⒀ 模态13(t12～t13)
t12时刻D1导通，将S1的端电压箝位在0，此模态下任一时刻内给S1加驱动信号，即可实现S1的ZVS开通。原边电流ir12在正向电压的作用下线性增长，并开始由负过0变正。
⒁ 模态14(t13～t14)
t13时刻S6关断，Cr5、Cr6与变压差模电感器器Tr漏感谐振，Cr6充电，Cr5放电，电压变化率主要与t13时刻原边电流值ir56(t13)有关。t14时刻Vcr5由0开始变负时，D5开始因正偏而导通。
⒂ 模态15(t14～t15)
t14时刻Vcr5＝0，D5正偏导通，将S5端电压箝位在0。原边电流ir12继续线性增加直至t15时刻ir12= idc1，ir56在正电压的作用下也在线性增长，副边电流ir34= ir12+ir56也因此而线性增加。此模态下任一时刻内给S5加驱动信，即可实现S5的零电压(ZVS)开通。
⒃ 模态16(t15～t16)
t15时刻电感厂家，当原边电流ir12大于输入电感电流icd1时，开关管S1导通。副边电流ir34线性增加直至t16时刻ir34=0。
⒄ 模态17(t16～t17)
t16时刻，当副边电流ir34由负过0时，电流由D4换流到S4中，S4导通。
⒅ 模态18(t17～t18)
t17时刻S4关断，Cr3、Cr4与变压器Tr漏感谐振，Cr4充电，其电压不断升高，Cr3放电，其电压不断降低，电压变化率主要与t17时刻副边电流值ir34(t17)有关。当t18时刻Cr3端电压过0变负时，D3自然导通，在t17～t18期间S3可以零电压开通。此后，又回到模态1，电路又开始下一周期的模态循环。
根据以上分析可知，隔离式三半桥ＤＣ/DC变换变压器原副边，在一个开关周期的电压电流波形及开关管时序如图2所示。
图2正向模式下电流电压工作波形以及开关时序图
ＤＣ/ＤＣ变换器两侧拓扑结构的对称性，反相（Buck）模式的工作原理与正向（Boost)模式是相似的。这里就不赘述。
3 软开关条件
三半桥双向DC/DC变换器在正方向模式下的工作原理，和换流过程与单输入ZVS双半桥双向DC/DC变换器是相似的[4] 。开关器件关断时，会将其中通过的电流转移到相应的箝位电容中与变压器漏感谐振，与同一桥臂上两个开关管并联的箝位电容分别进行充电和放电，电压线性上升和下降电感器生产，从而实现零电压关断。而零电压开通的实现，是通过使已施加正向驱动信号的开关管在反并联二极管导通时开通。
在Boost模式下开关管S4～S6零电压开关（ZVS）的实现，与开关管关断前时刻原副边电流的状态有关，由其工作原理分析可知，不同时刻电流要求如式（1）所示。
其中Ø13，Ø53分别为与电源Vin1，Vin2连接的两个组合式半桥拓扑单元，与输出侧电压型半桥拓扑单元驱动信号之间的移相角， Ø15为两个组合式半桥电路之间的移相角。
将函数fl到f6分别与控制变量Ø13，Ø53绘成三维图，低压侧开关叠层电感管S1，S2和S5，S6的软开关条件受到Ø13，Ø53范围的限制。当Ø13取值较大，Ø13取值较小，或者两者同时都取较大值时，f1,2,4,5>0的条件就容易得到满足，这就意味着三半桥DC/DC变换器一个输入级电路开关管的软开关条件，要受到另一个输入级中控制变量的影响。高压侧开关管S3, S4在变换器输出功率整个可调范围内都能实现一体成型电感软开关。在实际工作中，为了对变换器所传输的无功功率进行限制，Ø13，Ø53可调范围都被限定在
的范围内[5]。因此，要根据变换器两个输入级电路控制变量之间的相互影响，合理选取移相角Ø13，Ø53的值。
5 仿真验证
在进行了理论分析后，对上文三半桥DC/DC变换器在Boost和 Buck两种工作模式下的软开关条件进行仿真验证，
图3 和图4中，分别显示了三半桥DC/DC变换器在Boost和Buck两种工作模式下，低压侧和高压侧开关管电压和电流仿真波形。以Boost模式下低压侧开关管S5为例，在S5关断前，漏感电流Ir56达到正向最大值并且大于Idc2，Ids5<0 ，S5反并联二极管导通，S5关断时Vds5=0，实现了零电压关断。而在S5导通前，Ids5反向小于0，通过开关管的反并联二极管续流，并且在t时刻，Ids5从二极管换流到开关管S5中，实现了S5的零电压导通。同理，在Boost和Buck两种工作模式下，低压侧开关管S1、S2、S5、S6和高压侧开关管S3、S4均能实现零电压导通和关断(ZVS)。 平面变压器厂家 | 平面电感厂家
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