单端正激式开关电源的驱动电路的设计
图3 配稳压管的光耦反馈电路
该电路时稳压管的光耦反馈电路，由VDZ提供参考电压UZ，当Uo发生波动时，在LED上可铁芯电感获得误差电压。因此，该电路相当于给TOPSwitch增加一个外部误差放大器，再与内部误差放大器配合使用，即可对Uo，进行调整。这种反馈电路能使负载调整率达到土1%以下。
光耦反馈电路实际由两部分构成：
① 由反馈绕组NF、高频整流滤波器构成的非隔离式反馈电路，反馈电压UFB为光敏三极管提供偏压;
② 由取样大电流电感电路、外部误差放大器、光耦合器构成的隔离式反馈电路，它将U。的变化量直接转换成控制电流Ic。其中，UFB基本不受交流输人电压u变化的影响，而Ic则与Uo变化有关。仅当u宽范围变化而负载稳定时Ic才与△U有关。
2、放大过程的选择
该误差放大器，如图4所示，极为特殊，它不同于普通的误差电压放大器，并且只有一个输入控制端。当输出电压发生波动且变化量为△Uo时，通过取样电阻分压之后，就使TL431的输出电压UK也产生相应的变化量，进而使LED的工作电流IF改变，最后通过控制端电流Ic的变化量来调节占空比D，使Uo产生相反的变化，从而抵消了△Uo的波动。上述稳压过程亦可归纳成:
UO↑UK↓IF↑IC↑D↓Uo↓最终使Uo不变。
图4 误差放大电路
3、TOPSwitch-GX系列单片开关电源的选择
ToPswith-GX是高性价比的单片开关电源。以下是固定输入时PD与η、Po的关系曲线：
TOPSwitch—Gx系列产品在固定输入条件下，当uo=十12V时，芯片功耗(PD)与电源效率η)、输出功率(Po)的关系曲线，分别如图3.2.1所示。现规定以下条件：开关频率f=132kHz;交流输人电压u=230v±15%;输入滤波电容CIN的容量按1uF/w的比例系数选取;感应电压UOR=135v：捅极钳位电压UB=200V。
图5芯片功耗(PD)与电源效率η)、输出功率(Po)的关系曲线
绕行电感漏极钳位电路中可以并联上Rc网络，以减少瞬态电压抑制器的损耗;输出整流管采用肖持基二极管，5v输出时肖特基二极管的正向压降为0.45V、反向 耐 压为45V，12v输出时分别为0.54v、100v;TOPSwitch在额定电感生产厂家输出时的最高结温TJMAX=100℃(仅Y封装为110℃)。图中，横坐标代表Po纵坐标代表η所给出的八条实线依次为电源效率，虚线则表示芯片功耗的等值线。若要使用阴影区内的曲线部分，应选更大功率的输出整流管并增加滤波电容的容量，此时电源效率会降低些。由于该设计的开关电源是固定输入，输出为12v、30w：从图5可以看出，当Po=30w可选TOP243、TOP244，用TOP243时效率83.8%，功耗1.3w;用TOP244时效率84.9%，功耗1w;鉴于价钱相差不大，考虑用了TOP244。
4、漏极保护电路的选择
鉴于在功率MOSFET关断的瞬间，高额变压器的漏感会产生尖邮电压UL,另外在Np上还台产生成应电压(即反向电动势)UOR，二者登加在直流杨入电压UI上。在典型情况下，UIMAX=380V，UL≈165V，UOB=135V，即UIMAX十UL十UOB≈680v。这就要求功率MOSFET至少应能承受700v的高压，即U(BR)DS≥700v，同时还必须在漏极增加钳位电路，用以吸收尖均电压，保护功率MOSPET不受损坏。钳位电路由VD1、R工字电感器3、C1组成，VD1选用反向耐压为1000V的快速高效整流二极管HER108。当MOSFET导通时，NP的电压极性上端为正，下端为负，使VDl截止，钳位电路不起作用。在MOSFET截止瞬间，NP变为下端为止，上端为负，此时VDl导通，尖峰电压就被R12、R9和C11吸收掉。如图6所示：
图6 漏极保护电路
四、总结
设计完毕后，会做一些试验，这里只告诉大家做了哪些试验，可以做空载试验，和带金属负载试验。大家可以根据自己动手的情况好好体会该设计的独特之处。平面变压器厂家 | 平面电感厂家
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